Diese Ausarbeitung stellt eine Dokumentation der Lehrveranstaltung "Hardware und Software in Leistungselektronischen Systemen" im Wintersemester 2019/2020 am Karlsruher Institut für Technologie dar. In diesem wurde ein Tiefsetzsteller entworfen, aufgebaut und in Betrieb genommen. Ziel ist eine Schaltung, die bei einer Eingangsspannung von 40 V bis zu einer Leistung von 50W einstellbare Ausgangsspannungen zwischen 10 und 36V liefert.
Dabei befasst sich die Ausarbeitung zunächst mit den zu entwerfenden Schaltungen und der Dimensionierung der notwendigen Bauteile. Die entworfene Schaltung wird dann in Matlab/Simulink simuliert und mit der Simulation ein Regler für die Schaltung entworfen und getestet. Für den Betrieb und die Regelung der Schaltung wird schließlich die nötige Software generiert und die Schaltung getestet und vermessen.
Inhaltsverzeichnis
Abkurzungsverzeichnis
Formelverzeichnis
1. Einleitung
2. Theoretische Grundlagen
2.1. Funktion des Tiefsetzstellers
2.2. Dimensionierung der Bauteile
3. Aufbau
4. Simulation
5. Regelung und Codegenerierung
5.1. Regelung
5.2. Codemodell
6. Messergebnisse
6.1. Wirkungsgrad
6.2. Thermisches Verhalten
6.3. Schaltverhalten der Metall Oxid Halbleiter Feldeffekttransistoren (MOSFETs)
6.4. Regelverhalten
6.5. maximaler Spannungs- und Stromrippel
7. Fazit
A. Abbildungsverzeichnis
Literatur
Kurzfassung
Diese Ausarbeitung stellt eine Dokumentation der Lehrveranstaltung Hardware und Software in Leistungselektronischen Systemen“ im Wintersemester 2019/2020 am Karlsruher Institut fuor Technologie dar.
In diesem wurde ein Tiefsetzsteller entworfen, aufgebaut und in Betrieb genommen. Ziel ist eine Schaltung, die bei einer Eingangsspannung von 40 V bis zu einer Leistung von 50W einstellbare Aussgangsspannung zwischen 10 und 36V liefert. Dabei befasst sich die Ausarbeitung zunoachst mit den zu entwerfenden Schaltungen und der Dimensionierung der notwendigen Bauteile. Die entworfene Schaltung wird dann in Matlab/Simulink simuliert und mit der Simulation ein Regler fuor die Schaltung entworfen und getestet. Fuor den Be- trieb und die Regelung der Schaltung wird schlieBlich die nootige Software generiert und die Schaltung getestet und vermessen.
Abstract
This paper is a documentation in the course ”hardware and software in symstems of power electronics “ of the winter term 2019/2020 at the Karlsruhe Institute of Technology.
In this course a step-down converter was designed, set up and brought into service. The objective is a circuit which converts an input voltage of 40V into an adjustable output voltage between 10 and 36V up to a power of 50W. Therefore this written report deals with the ciruit, which should be designed and the sizing of neccesary components. The finished circuit is simulated in Matlab/Simulink and with that simulation a controller for the circuit is designed and tested. The needed software for control and use of the circuit is generated and then it is tested and measured.
Abkurzungsverzeichnis
Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten
1. Einleitung
Stromrichter ermoaglichen die universelle Umformung elektrischer Energie mit Hilfe elek- tronischer Bauelemente und Schaltungen“ siehe (s.) [1, S. 1], sie lassen sich aufgrund ihrer Grundfunktionen in vier Unterkategorien unterteilen:
- Gleichrichter
- Wechselrichter
- Gleichstrom-Umrichter
- (Wechselstrom-)Umrichter
Gleichrichter wandeln Wechselstrom (Alternating Current) (AC) in Gleichstrom (Direct Current) (DC), wobei Energie vom AC in den DC fliefit. Wechselrichter arbeiten dazu komplementaar, dass heifit sie wandeln DC in AC, wobei die Energie vom DC in den AC fliefit.
Gleichstrom-Umrichter auch Gleichspannungswandler genannt, aandern die Stromart DC nicht, sonder wandeln nur die Spannung, sowie gegebenenfalls die Polaritaat. Bei ihnen ist der Energietransport in beide Richtungen maoglich.
Wechselstrom-Umrichter im allgemeinen auch verkuarzt als Umrichter bezeichnet, behalten die Stromart AC bei, wandeln jedoch Spannung, Frequenz und Phasenzahl. Auch bei ihnen ist der Engergietransport beidseitig maoglich.
Alternativ ist auch eine Unterteilung der Stromrichter anhand ihrer Kommutierungsarten sinnvoll das heifit (d.h.) nach der Art und Weise in der die Umschaltung des Laststro- mes auf die verschiedenen Schaltungszweige erfolgt“ s.[1, S. 4]. Hier ergeben sich folgende Kategorien:
- Stromrichter ohne Kommutierung
- selbstgefuahrte Stromrichter
- fremgefuahrte Stromrichter
Zur Weiteren Unterteilung laasst sich noch unterscheiden auf welcher Seite (AC/DC) die Kommutierung stattfindet.
Bei dem in dieser Ausarbeitung behandelten Stromrichter handelt es sich um einen Tief- setzsteller. Dieser gehaort zu den Gleichspannungswandlern und den fremdgefuahrten Strom- richtern, wie in der Regel (i.d.R.) alle Gleichspannungswandler. Neben dem Tiefsetzsteller sind als Grundschaltungen der Gleichspannungswandler noch der Hochsetzsteller, sowie der Inverswandler zu nennen. Diese unterscheiden sich im Bereich der Ausgangsspannungen die sie erzeugen kaonnen, sowie der Veraanderung der Polaritaat. Der Tiefsetzsteller wandelt, wie der Name vermuten laasst, nur in kleinere Spannungen, der Hochsetzsteller in haohere. Beide behalten die Polaritaat der Eingangsspannung bei. Der Inverswandler kann sowohl kleinere und hoaherer Spannungen erzeugen und kehrt dabei die Polaritaat um.
2. Theoretische Grundlagen
2.1. Funktion des Tiefsetzstellers
Abbildung (Abb.) 2.1a zeigt die wesentlichen Bestandteile eines Tiefsetzstellers. Der Schal- ter schaltet periodisch kurz und ermaoglicht so einen Stromfluss von der Eingangsseite durch die Drossel in die Ausgangsseite, s. Abb. 2.1b. Waahrenddessen sperrt die Diode und es baut sich in der Spule ein Magnetfeld auf, was den Stromanstieg hemmt. Wenn nun der Schalter oaffnet und nicht mehr leitet, treibt die Spule den Strom durch das bestehende Magnet- feld weiter voran und die Diode wird in Durchlassrichtung betrieben, s. Abb. 2.1c. Falls das Magnetfeld vollstaandig abgebaut ist spricht man vom luackenden Strom. Der Strom ist dann solange gleich null bis der Schalter wieder leitet. Abb. 2.1d visualisiert den beschrie- benen Stromverlauf in der Drossel. Durch geschickte Dimensionierung der Bauteile und Ansteurung des Schalters versucht man dies zu vermeiden. Der Eingangs- bzw. Ausgangs- kondensator hat den Zweck die Eingangs- bzw. Ausgangsspannung zu stabilisieren. Mit dem Verhaaltnis der Dauer des Ein- und Ausschalten des Schalters laasst sich der Mittelwert der Ausgangsspannung steuern.
2.2. Dimensionierung der Bauteile
Fuar den Tiefsetzsteller bestehen folgende Anforderungen:
Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten
Abbildung 2.1.: Schaltung des Tiefsetzstellers und ihr Stromverlauf
Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten
Man beginnt nun bei der Dimensionierung der Drossel. Dafuar wird eine Formel, die die Induktivitaat mit dem maxialen Drosselstromrippel und den anderen Eckdaten unseres Tiefsetzstellers in Verbindung bringt, benoatigt. Gleichung 2.1 s. [1, S.15] beschreibt den Zusammenhang von Spannung und Strom an der Drossel.
Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten
Da zur Drosselauslegung der stationaare Zustand angenommen wird, also dass der Drossel- strom nach einer Taktperiode wieder der gleiche ist, gilt:
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Mit dem Aussteuergrad a = T Ein - f HL lasst sich 2.3 umformen zu a = U A. Wenn man diesen Zusammenhang in 2.1 fuar T Ein einsezt und nach der Induktivitaat L aufloast erhaalt man fuar die minimal benoatigte Induktivitaat:
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Die Kondensatoren muss man so auswaahlen, dass sie die anliegenden Spannungen aushal- ten. Dementsprechend sollten Eingangs- und Ausgangskondesator eine Spannungsfestigkeit von mindestens 50 V haben. Des Weiteren beinflusst die Kapazitaat der Kondensatoren die anliegenden Spannungsrippel. Hierzu findet man fuar die Ein- und Ausgangskapazitaat unter [2, Termin1 S.20f.] folgende Formeln:
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Als letztes muss noch die Wechselstrombelastbarkeit der Kondensatoren beachtet werden. Hierfuor muss der Effektivwert der Kondensatorenstroome berechnet werden. Die nootigen Formeln sind unter [2, Termin1 S.22] zu finden:
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Statt eines Schalters und einer Diode bietet es sich an eine Halbbruocke aus zwei MOSFETs zu verwenden. Dann sind auch negative Drosselstroome mooglich und die Verluste durch die Durchlassspannung der Diode werden geringer. Die MOSFETs woahlt man zunoachst an- hand der anliegenden Sperrspannung. An den MOSFETs liegen allerdings unter Umstoanden hoohere Spannungen als die eigentliche Sperrspannung von U E = 40 V an. Die parasitaoren Leitungsinduktivitaoten verursachen eine Uo berspannung wenn innerhalb des Tiefsetzstellers der Strom seinen Pfad wechselt, s. 2.1b und 2.1c (Kommutierung). Man schoatzt die maximal anliegende Sperrspannung erfahrungsgemoaB auf den doppelten urspruonglichen Wert. So kommt man auf eine Sperrspannung von U DS , max = 2^40 V = 80 V. Der reale Wert hangt stark vom jeweiligen Design der Schaltung ab, durch die Loange des Kommutierungskreises und die raoumliche Anordnung des selbigen. Faltet man z.B. den Kommutierungskreis durch eine Realisierung auf der Ober- und Unterseite der Platine, stellt dies eine Kapazitoat dar, welche die Leitungsinduktivtaoten ausgleichen kann.
Exemplarisch erfuollt der MOSFET CSD19534KCS diese Anforderung. Nun muossen die Verluste der Halbleiter berechnet werden, um die entsprechenden Kuohlkoorper auszulegen. Die Verluste setzen sich aus Sperr- Schalt und Druchlassverlusten zusammen. Wobei erstere zu nachloassigen sind.
Die Durchlassverluste des oberen MOSFETs ergeben sich s. [2, Termin 3 S.13f.] zu:
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Leicht stellt man fest, dass der Durchlassverlust eines Transistors maximal ist fur a = 0 oder a = 1 je nach Transistor. Diese Werte sind zwar nicht realistisch, aber zur Abschatzung der Verluste nach unten zweckmaBig. Dann ist I L = I L , max = 5A = I L , min und damit A I L , ein = 0. Fur den effektiven Transistorstrom erhalt man I T = 5 A. Aus dem Datenblatt lasst sich R ds , on = 26 mQ entnehmen (hier nimmt man den worst-case an sprich: T = 125°C), somit ist die Durchlassverlustleistung eines Transistors maximal P V , Durchlass = 650 mW.
Fuar den maximalen Schaltverlust jedes einzelnen Transistors erhaalt man unter der Annah- me, dass sich Spannung und Strom waahrend der halben Schaltzeit konstant aandern und die Schaltzeit t s = 5 - (t rise + t fall) = 15 ns betragt den folgenden Zusammenhang s. [2, Termin 3 S.15]:
Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten
Nun kann man zur Ermittlung der maximalen Sperrschichttemperatur ein thermisches Er- satzschaltbild erstellen. Abb. 2.2a zeigt ein solches ohne Kuahlkoarper. Bei diesem stellt der Widerstand R th , JA den Waarmeuabergang von der Sperrschicht des Transistors bis nach au- Ben dar: Der Wert hierfuar kann aus dem Datenblatt des MOSFET entnommen werden und betraagt R th , JA =62°CW-[1]. Die Stromquelle spiegelt die Verlustleistung des Transistors wider, die Kapazitaat C th , J den Waarmespeicher des Transistorgehaauses und die Span- nungsquelle $ A die AuBentemperatur. Fur die Sperrschichttemperatur ergibt sich durch das Ersatzschaltbild (und der Annahme einer AuBentemperatur von $ a = 25 °C) folgendes:
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Diese Sperrschichttemperatur ist nicht besorgniserregend hoch und macht einen Kuahlkoarper eigentlich nicht notwendig, der Vollstaandigkeit halber wird dennoch einer verwendet. Zur Auslegung von diesem muss nun in das thermische Ersatzschaltbild der Kuahlkaorper mit einbezogen werden, s. 2.2b. Bei diesem muss jetzt der Waarmeuabergang von der Sperr- schicht zum Gehaause des Transistors (R th , JC =1 , 3°CW-[1]) sowie der Ua bergang durch den Kuahlkaorper von Gehaause des Transistors nach auBen betrachtet werden. Eine richtige Ausl- gegung des Kuahlkaorpers wuarde funktionieren, indem man eine kritische Sperrschichttempe- ratur betrachtet (in unserem Fall im Datenblatt des Transistors mit - $ J=175 °C angegeben), die nicht uberschritten werden darf und dann mit der Formel 2.16 den minimal notwendigen thermischen Widerstand R th _ , CA des Kuhlkorpers berechnet. Allerdings ist diese Tempera- tur bereits ohne Kuhlkorper deutlich unterschritten, sodass der verwendeten Kuhlkorper mit R th , CA =8°CW-[1] als gegeben angenommen wird. Nun kann man mit der Formel 2.17 die Sperrschichttemperatur berechnen.
Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten
Um die Aussgangsspannung des Tiefsetzstellers auch bei StorgroBen stabil zu halten, soll diese geregelt werden. Aus diesem Grund mussen die GroBen U A, U E und I L gemessen wer- den. Die Ausgansspannung benootigt man als RegelgrooBe, den Drosselstrom, da er den Aus- gangskondensator aufloadt. Die Eingangsspannung wird benootigt, um mit der Differenz zur Aussgangsspannung den Drosselstrom regeln zu koonnen.
Die phyikalischen GrooBen sollen uober einen Analog Digital Wandler (ADC) erfasst werden, der uober einen Eingangsspannungsbereich von 0 bis 3,3V verfuogt. Dafuor muossen Ein- und Ausgangsspannung uober einen Spannungsteiler angepasst werden. Fuor den Spannungsteiler ist vorgegeben, dass der Strom der durch ihn flieBt nicht grooBer als 1 mA sein darf, Wi- derstaonde aus der E12-Reihe verwendet werden sollen und die am Konverter anliegende Spannung nicht groBer als 0 . 9 - 3 , 3 V = 2 , 97 V sein soll. Fur Ein- und Ausgangsspannung wird einfachheitshalber nur ein Spannungsteiler dimensioniert und angenommen, dass es Ausgangsspannungen von bis zu 40V gibt. Strom- und Spannungsbedinung liefern folgende Gleichungen:
Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten
Der Drosselstrom wird mittels eines Hallsensors gemessen, welcher bereits einen fur den ADC passenden Ausgangsspannungsbereich hat.
Da der ADC die Signale mit einer endlichen Frequenz abtastet, muassen diese vorher einen Anti-Aliasing-Filter durchlaufen. Konkret heifit dies, dass alle Frequenzanteile der Signale abgeschnitten werden sollen, die grofier als die halbe Samplerate des ADC sind. Deshalb soll fuar die Spannungsmessungen ein Tiefpass der Grenzfrequenz f Gr , Sp = 20 kHz und fuar die Strommessung mit der Grenzfrequenz von f Gr , St=40 kHz entworfen werden. Die Fil- terschaltung der Spannungsmessung ist in Abb. 2.3a gezeigt und hat die Grenzfrequenz f Gr , Sp = 2 n C l P ' . R S RPR S 2. Nach der Kapazitat umgeformt und eingesetzt ergibt sich folgender Wert C Sp =2 , 5808 nF. Die naachst graofiere vorhandene Kapazitaat betraagt C Sp =3 , 3 nF, sodass sich fuar die Grenzfrequenz f Gr , Sp =15 , 64 kHz ergibt.
Die Filterschaltung fuar die Strommessung besteht aus einem einfachem Widerstand Kon- densator Glied (Resistor Capacitor) (RC-Glied), welches in Abb.2.3b gezeigt ist. Hier be- steht die Vorgabe, dass der Strom im RC-Glied maximal 5 mA betragen darf. Mit diesem Kriterium kann man einfach den Widerstand berechnen mit R St = 3 mA = 660 Q. Der nachst hohere Widerstand der E-12 Reihe ist R St = 680 Q. Die Grenzfrequenz eines RC- Gliedes ist f Gr , St =2 .... R 1, umgestellt nach der Kapazitat und eingesetzt ergibt sich C St =5 , 8513 nF. Der naachst groafier verfuagbare Kondensator hat C St = 10 nF, demnach betraagt die Grenzfrequenz des Filters f Gr , St =23 , 4051 kHz.
Um die niederohmigen Signale nach den Filtern staorungsresistenter zu machen, wird maoglichst raaumlich nahe hinter die Filter ein Spannungsfolger geschaltet.
Auf der Schaltung sollen aufierdem drei Status light emitting diodes (LEDs) vorgesehen werden, die anzeigen ob die Versorgungsspannung fuar die Gatetreiber von 12V, die Mess- pannung von 3,3V sowie die Enable-Spannung fuar den Gatetreiber von 3,3V korrekt anlie- gen. Dafuar sollen die Vorwiderstaande dimensioniert werden, die den Strom durch die LEDs auf etwa 2mA begrenzen. Zur Berechnung verwendet man, dass die Vorwaartsspannung der LEDs 2V betraagt. Damit kommt man auf die Widerstandswerte von R MessLED = R EnableLED = 650 Q, sowie R TreiberLED = 5 kQ. Mit der E-12 Reihe ergibt sich also R MessLED = R EnableLED = 680 Q und R TreiberLED =5 , 6kQ.
Fuar die Ansteuerung der beiden Transistoren wird ein Gatetreiber verwendet, dieser wan- delt das vom Mikrokontroller ausgegebene PWM-Signal in die Gate-Source-Spannung der Transitoren um. Die beiden Gates der MOSFETs werden mit einem Vorwiderstand bestuackt, der den Gatestrom begrenzt und die Schaltgeschwindigkeit der Transistoren einstellt.
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Abbildung 2.2.: Thermische Ersatzschaltbilder der Transistoren
Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten
Abbildung 2.3.: Filterschaltungen fur die Messungen
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